1、反激式電源中的鐵氧體磁放大器

對(duì)于兩個(gè)輸出端都提供實(shí)際功率(5V 2A和12V 3A，兩者都可實(shí)現(xiàn)± 5%調(diào)節(jié))的雙路輸出反激式電源來說，當(dāng)電壓達(dá)到12V時(shí)會(huì)進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài)，而無法在5%限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個(gè)可實(shí)行的解決方案，但由于價(jià)格昂貴且會(huì)降低效率，仍不是理想的解決方案。

我們建議的解決方案是在12V輸出端使用一個(gè)磁放大器，即便是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也可使用。為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料(高磁導(dǎo)率材料)的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路(D1和Q1)可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過全面測試。變壓器繞組設(shè)計(jì)為5V和13V輸出。該電路在實(shí)現(xiàn)12V輸出± 5%調(diào)節(jié)的同時(shí)，甚至還可以達(dá)到低于1W的輸入功率(5V 300 mW和12V零負(fù)載)。

圖1

2、使用現(xiàn)有的消弧電路提供過流保護(hù) 

考慮一下5V 2A和12V 3A反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng)12V輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時(shí)，對(duì)5V輸出端提供過功率保護(hù)(OPP)。這兩個(gè)輸出端都提出了± 5%的電壓調(diào)節(jié)要求。

對(duì)于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會(huì)降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險(xiǎn)絲的價(jià)格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(hù)(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時(shí)滿足OPP和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實(shí)現(xiàn)該功能。

從圖2可以看出，R1和VR1形成了一個(gè)12V輸出端有源假負(fù)載，這樣可以在12V輸出端輕載時(shí)實(shí)現(xiàn)12V電壓調(diào)節(jié)。在5V輸出端處于過載情況下時(shí)，5V輸出端上的電壓將會(huì)下降。假負(fù)載會(huì)吸收大量電流。R1上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1導(dǎo)通并觸發(fā)OPP電路。

圖2

3、有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負(fù)載

在線電壓AC到低壓DC的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中，反激式是目前l(fā)iu行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個(gè)主要原因是其*的成本效益，只需向變壓器次級(jí)添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

通常，反饋來自對(duì)輸出容差有嚴(yán)格要求的輸出端。然后，該輸出端會(huì)定義所有其它次級(jí)繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。

可以使用后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載會(huì)造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈?，特別是在近年來對(duì)多種消費(fèi)類應(yīng)用中的空載和/或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴(yán)格的情況下，這一設(shè)計(jì)開始受到冷落。圖3中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題，還能夠大限度地降低成本和效率影響。

圖3：用于多路輸出反激式轉(zhuǎn)換器的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器。

該電路的工作方式如下：兩個(gè)輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時(shí)，電阻分壓器R14和R13會(huì)偏置三極管Q5，進(jìn)而使Q4和Q1保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng)Q5的電流便充當(dāng)5V輸出端很小的假負(fù)載。

5V輸出端與3.3V輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為1.7V。當(dāng)負(fù)載要求從3.3V輸出端獲得額外的電流，而從5V輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時(shí)，其輸出電壓與3.3V輸出端的電壓相比將會(huì)升高。由于電壓差異約超過100 mV，Q5將偏置截止，從而導(dǎo)通Q4和Q1并允許電流從5V輸出端流到3.3V輸出端。該電流將降低5V輸出端的電壓，進(jìn)而縮小兩個(gè)輸出端之間的電壓差異。

Q1中的電流量由兩個(gè)輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個(gè)輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負(fù)載的影響，即使在3.3V輸出端滿載而5V輸出端無負(fù)載這樣差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計(jì)中的Q5和Q4可以提供溫度補(bǔ)償，這是由于每個(gè)三極管中的VBE溫度變化都可以彼此抵消。二極管D8和D9不是必需的器件，但可用于降低Q1中的功率耗散，從而無需在設(shè)計(jì)添加散熱片。

該電路只對(duì)兩個(gè)電壓之間的相對(duì)差異作出反應(yīng)，在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從5V輸出端連接到3.3V輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低66%。其結(jié)果是在滿載時(shí)保持率，從輕負(fù)載到無負(fù)載的功耗保持較低水平。

4、采用StackFET的高壓輸入開關(guān)電源

使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個(gè)可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級(jí)。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動(dòng)器、UPS系統(tǒng)和能量計(jì)。

此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計(jì)的設(shè)備還必須容許非常寬的波動(dòng)—包括跌落時(shí)間延長、電涌以及一個(gè)或多個(gè)相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的輸入電壓范圍可以達(dá)到57 VAC至580 VAC之寬。

設(shè)計(jì)如此寬范圍的開關(guān)電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓MOSFET的成本較高以及傳統(tǒng)的PWM控制環(huán)路的動(dòng)態(tài)范圍的限制。StackFET技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V的低壓MOSFET和Power Integrations提供的集成電源控制器，這樣便可設(shè)計(jì)出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。

圖4：采用StackFET技術(shù)的三相輸入3W開關(guān)電源。

該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管D1-D8構(gòu)成。電阻R1-R4可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨(dú)配備保險(xiǎn)絲。pi濾波器由C5、C6、C7、C8和L1構(gòu)成，可以過濾整流直流電壓。

電阻R13和R15用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。

當(dāng)集成開關(guān)(U1)內(nèi)的MOSFET導(dǎo)通時(shí)，Q1的源端將被拉低，R6、R7和R8將提供柵極電流，并且VR1到VR3的結(jié)電容將導(dǎo)通Q1。齊納二極管VR4用于限制施加給Q1的柵極源電壓。當(dāng)U1內(nèi)的MOSFET關(guān)斷時(shí)，U1的大化漏極電壓將被一個(gè)由VR1、VR2和VR3構(gòu)成的450 V箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會(huì)將U1的漏極電壓限制到接近450 V。

與Q1相連的繞組結(jié)束時(shí)的任何額外電壓都會(huì)被施加給Q1。這種設(shè)計(jì)可以有效地分配Q1和U1之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻R9用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡(luò)VR5、D9和R10則用于限制初級(jí)上的峰值電壓。

輸出整流由D1提供。C2為輸出濾波器。L2和C3構(gòu)成次級(jí)濾波器，以減小輸出端的開關(guān)紋波。

當(dāng)輸出電壓超過光耦二極管和VR6的總壓降時(shí)，VR6將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會(huì)導(dǎo)致流經(jīng)U2內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進(jìn)而改變流經(jīng)U2B內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出U1的FB引腳閾值電流時(shí)，將抑制下一個(gè)周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實(shí)現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟，該周期便會(huì)在電流上升到U1的內(nèi)部電流限制時(shí)結(jié)束。R11用于限制瞬態(tài)負(fù)載時(shí)流經(jīng)光耦器的電流，以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻R12用于偏置齊納二極管VR6。

IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號(hào)消失、輸出端短路以及過載對(duì)該電路提供保護(hù)。由于U1直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4用于提供內(nèi)部電源去耦。

5、選擇好的整流二極管可以簡化AC/DC轉(zhuǎn)換器中的EMI濾波器電路并降低其成本

該電路可以簡化AC/DC轉(zhuǎn)換器中的EMI濾波器電路并降低其成本。

要使AC/DC電源符合EMI標(biāo)準(zhǔn)，就需要使用大量的EMI濾波器器件，例如X電容和Y電容。AC/DC電源的標(biāo)準(zhǔn)輸入電路都包括一個(gè)橋式整流器，用于對(duì)輸入電壓進(jìn)行整流(通常為50-60 Hz)。由于這是低頻AC輸入電壓，因此可以使用如1N400X系列二極管等標(biāo)準(zhǔn)二極管，另一個(gè)原因是這些二極管的價(jià)格是*的。

這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的EMI，以便符合已發(fā)布的EMI限制。然而，由于用來記錄EMI的測量只在150 kHz時(shí)才開始，而AC線電壓頻率只有50或60 Hz，因此橋式整流器中使用的標(biāo)準(zhǔn)二極管(參見圖1)的反向恢復(fù)時(shí)間較長，且通常與EMI產(chǎn)生沒有直接關(guān)系。

然而，過去的輸入濾波電路中有時(shí)會(huì)包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。

如果在橋式整流器中使用快速恢復(fù)二極管，就無需使用這些電容了。當(dāng)這些二極管之間的電壓開始反向時(shí)，它們的恢復(fù)速度非常快(參見圖2)。這樣通過降低隨后的高頻關(guān)斷急變以及EMI，可以降低AC輸入線中的雜散線路電感激勵(lì)。由于2個(gè)二極管可以在每半個(gè)周期中實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，因此4個(gè)二極管中只需要2個(gè)是快速恢復(fù)類型即可。同樣，在每半個(gè)周期進(jìn)行導(dǎo)通的兩個(gè)二極管中，只需要其中一個(gè)二極管具有快速恢復(fù)特性即可。

圖6：在AC輸入端使用橋式整流器的SMPS的典型輸入級(jí)。

圖7：輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復(fù)結(jié)束時(shí)的二極管急變。

6、用軟啟動(dòng)禁止低成本輸出來遏制電流尖峰

為滿足嚴(yán)格的待機(jī)功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設(shè)計(jì)為在待機(jī)信號(hào)為活動(dòng)狀態(tài)時(shí)斷開輸出連接。

通常情況下，通過關(guān)閉串聯(lián)旁路雙極晶體管(BJT)或MOSFET即可實(shí)現(xiàn)上述目的。對(duì)于低電流輸出，如果在設(shè)計(jì)電源變壓器時(shí)充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則BJT可成為MOSFET的合適替代品，且成本更為低廉。

圖十所示為簡單的BJT串聯(lián)旁路開關(guān)，電壓為12 V，輸出電流強(qiáng)度為100 mA，并帶有一超大電容(CLOAD)。晶體管Q1為串聯(lián)旁路元件，由Q2根據(jù)待機(jī)信號(hào)的狀態(tài)來控制其開關(guān)。電阻R1的值是額定的，這樣可確保Q1有足夠的基值電流在小Beta和大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI建議額外添加一個(gè)電容器(Cnew)，用以調(diào)節(jié)導(dǎo)通時(shí)的瞬態(tài)電流。如果不添加Cnew，Q1在導(dǎo)通后即迅速進(jìn)入電容性負(fù)載，并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調(diào)節(jié)該瞬態(tài)尖峰，需要增加Q1的容量，這便導(dǎo)致了成本的增加。

用作Q1額外“密勒電容”的Cnew可以消除電流尖峰。該額外電容可限制Q1集電極的dv/dt值。dv/dt值越小，流入Cload的充電電流就越少。為Cnew電容值，使得Q1的理想輸出dv/dt值與Cnew值相乘等于流入R1的電流。

 式2

圖8：簡單的軟啟動(dòng)電路可以禁止待機(jī)時(shí)的電源輸出，同時(shí)消除導(dǎo)通時(shí)的電流尖峰因此，可利用小型晶體管(Q1)來保持低成本